红外成像技术在军事以及民用各领域具有广泛的应用。红外成像技术的核心是红外焦平面探测器（IRFPA）技术，红外焦平面探测器将目标的红外辐射通过光电转换变换为具有空间信息的电信号，经过图像处理等手段将目标物体的红外辐射分布显示为图像信息，供人眼观察或机器识别。由于红外辐射的普遍性及被动性，红外成像技术广泛应用于探测、预警、制导、遥感、监控、工业检测和环境监测等领域。

红外焦平面探测器的工作原理是首先通过光电二极管将红外辐射转换为光电流，光电流经互联铟柱传输到读出电路，并经积分电路将光电流转换为电压信号，然后将各像元的电压信号顺序传输到探测器片外供成像处理电路。传统的红外焦平面探测器读出电路采用模拟信号输出，通过多路单端模拟信号以高阻输出的方式传输信号到探测器片外，存在着模拟信号传输的信号易受干扰、信号带宽受限及信号精度受传输影响等固有弊端。

数字读出是红外焦平面探测器发展的一个重要方向。广义的数字红外焦平面探测器是指探测器的输出信号是以数字信号的方式传输。从应用的角度来说，相比传统的模拟红外焦平面探测器，数字红外焦平面探测器采用数字信号传输方式，具有信号传输无损失、无失真、无附加噪声、传输带宽高以及稳定性好等优点。并且数字红外焦平面探测器采用数字信号传输直接与数字成像电路接口，可以省去敏感、复杂的模拟信号预处理电路以及模拟-数字转换器（ADC）电路，节省成像系统的硬件成本。另外，数字信号传输的强壮性可以简化电路装调环节，减少复杂系统存在的信号传输质量受损及电磁干扰问题，提升批量生产的一致性，极大地节约了红外成像系统的装调成本。数字读出是红外焦平面探测器发展的一个重要方向。

数字红外焦平面探测器的核心技术是数字读出电路技术，通过将ADC集成到读出电路中，使得探测器光电流信号在读出电路片内实现数字化，读出电路直接输出数字信号，是下一代红外焦平面探测器的通用基础技术^[1]。

文中首先介绍数字红外焦平面探测器技术的国内外发展现状，然后详细介绍列级ADC数字读出电路以及数字像元读出电路原理、设计及相应的数字红外焦平面探测器性能特点及应用优势。

目前，全球范围内在数字红外焦平面探测器技术上领先的公司主要有美国Lockheed Martin公司（以下简称洛马公司）、Senseeker公司、以色列SCD公司以及法国的Lynred公司等。

美国洛马公司下属的Santa Barbara Focal Plane是全球领先的数字红外焦平面探测器生产厂商，其产品已全线实现数字化，面阵规模覆盖了从320×256~7 680×1 376等多个面阵规格，像元间距覆盖了30~8 μm，帧频最高达到1 000 Hz^[2]。洛马公司的数字读出电路产品信息如图1所示，其C3系列的数字读出电路产品是列级ADC架构数字读出电路，支持的像元间距最小为10 μm，ADC分辨率为13/14 bit，采用2/4/8路LVDS串行数字接口。其K3系列的数字读出电路产品分为列级ADC架构数字读出电路以及数字像元读出电路两类。其中列级ADC架构数字读出电路支持的像元间距最小为8 μm，ADC分辨率为12/13 bit，采用4路CML串行数字接口。数字像元读出电路有SBF262、SBF272以及SBF279 三款，支持的像元间距为16 μm，ADC分辨率高达22 bit，采用4路CML串行数字接口。其中SBF262及SBF279读出电路采用3 D堆叠技术，支持短波、中波以及长波探测器。SBF272读出电路支持长波探测器，其电荷存储能力高达400 Me-。

图  1  洛马公司数字红外焦平面探测器产品列表

Figure 1.  Digital infrared focal plane detector product of Lockheed Martin Corporation

以色列的SCD公司是最早启动数字读出电路研究工作的公司之一，早在2011年就推出了面阵规格为640 × 512，像元中心距为15 μm的数字红外焦平面探测器组件，其产品代号为Pelican-D^[3]；之后SCD公司在此基础上进行了技术提升，推出了Hercules系列产品，面阵规格扩大为1 280 × 1 024；2017年，SCD公司推出10 μm像元中心距的新产品系列BlackBird，面阵规格为1 920 × 1 536，成为世界领先的数字红外成像组件供应商^[4-5]。法国的Sofradir曾是世界领先的红外焦平面探测器厂商，2019年与 ULIS进行重组后成为现在的Lynred公司，其红外焦平面探测器产品大多为模拟探测器产品，目前只有唯一一款数字红外焦平面探测器产品DAPHNIS-HD，面阵规模为1280×720，像元间距为10 μm，ADC分辨率为14 bit，从技术指标上判断是采用列级ADC架构数字读出电路^[6]。

“十二五”期间国内各大研究机构开始研发数字读出电路及数字红外焦平面探测器。昆明物理研究所经过多年的技术攻关，现已取得了一定的成果，2015和2019年先后发布了640 × 512面阵规格，15 μm像元中心距的中波及短波两款数字红外焦平面探测器组件^{[1, 7]}，并于2021年发布了384 × 288面阵规格，25 μm像元中心距的长波数字像元红外焦平面探测器组件，采用最新的数字像元技术和数字积分技术，动态范围达到95.2 dB，最高帧频可以达到1 012 Hz^[8]。

传统的模拟红外焦平面探测器框图如图2所示，模拟读出电路由像元电路、列多路传输电路、输出放大器电路及相应的行选电路等组成。探测器单元输出的光电流在读出电路相应像元电路的积分电容中积分，产生像元的电压输出信号。各个像元的输出信号经行驱动电路选择传输到模拟多路选择电路，再经列多路选择电路依次传输到输出缓冲器，再经输出缓冲器传送到探测器片外。

图  2  模拟红外焦平面探测器框图

Figure 2.  Diagram of analog infrared focal plane detector

由于模拟信号传输的带宽限制，通常模拟焦平面探测器需要采用多路模拟输出。通常采用的模拟缓冲器是由单端跨导放大器构成，其输出是一个高输出阻抗的离散时间信号，如图3所示，离散时间信号的重复周期是一个像素的读出时间，箭头所指处为ADC的最佳采样时刻。

图  3  模拟红外焦平面探测器输出信号

Figure 3.  Output signal of analog infrared focal plane detector

高输出阻抗的离散时间信号特点是驱动能力较弱，所以模拟焦平面探测器的输出端不能带低电阻负载，在成像处理时通常是采用运算放大器做一级缓冲，以保证大于1 MΩ的负载电阻，再通过电平调整以匹配ADC的输入范围，再变换为差分低阻信号驱动ADC。

探测器输出封装、引线结构以及成像处理电路输入缓冲运算放大器的输入电容一起构成了探测器输出的负载电容C_L，如图4所示。探测器输出的负载电容限制了输出缓冲器的带宽，决定了信号的建立时间。设读出电路输出缓冲器的跨导为G_m，则输出缓冲器的带宽为：

图  4  模拟红外焦平面探测器输出缓冲器接口简图

Figure 4.  Schematic diagram of the output buffer and interface of the analog infrared focal plane detector

探测器输出的信号建立时间由输出缓冲器的带宽决定，由上式可知，探测器输出信号的建立时间由探测器的总负载电容决定。读出电路设计时，设定的负载电容C_L的值约为10 pF。在实际应用中，探测器的输出端总负载电容应该控制在10~15 pF之间，过大的负载电容会降低输出缓冲器的带宽，输出信号的建立时间会延长，导致在有限的像素读出时间之内输出信号建立不足，影响信号精度。但是，过小的负载电容会使得探测器输出缓冲器的带宽过高，使主极点频率与第二极点频率靠近，造成输出缓冲器信号过冲震荡，同样也会影响信号精度。因此在成像处理电路设计时必须调整负载电容的值，保证探测器输出信号建立精度。

对于模拟红外焦平面探测器来说，成像电路通常采用14 bit以上精度的ADC进行量化，因此，模拟信号的处理精度也必须达到14 bit以上，对探测器输出信号建立精度提出了很高的要求。对于大面阵或者高帧频探测器来说，由于探测器像素读出时间缩短了，输出信号建立时间要求更短，使得上述矛盾更加突出。在成像电路设计时，必须仔细设计缓冲器、电平调整放大器以及差分驱动电路的带宽，保证信号建立精度。同时要将探测器输出范围调整到ADC的输入范围，保证不损失信号的动态范围。另外，ADC的采样时机也必须仔细调整。此3点是成像处理电路模拟信号调理的基本要求，再加上信号处理信噪比的要求，对模拟红外焦平面探测器信号调理电路提出了较高的技术要求。

文中从信号处理精度的角度分析了模拟读出电路对信号调理电路以及ADC的要求。如果能将要求较高的探测器信号预处理电路及ADC集成到红外焦平面探测器内部，构成数字红外焦平面探测器，直接输出数字信号，除开能够省去成像预处理电路及ADC外，还能免除复杂、敏感的模拟电路设计及调整过程，提升生产效率，提高产品的一致性及稳定性。

与传统的模拟红外焦平面探测器相比较，数字红外焦平面探测器具有技术上的优势。首先，读出电路内部集成了ADC，数据传输在数字域进行，可以简化与成像处理电路的接口，提高集成度，降低了系统成本。另外，高速数据传输电路的应用提升了数据传输的带宽，有利于大面阵探测器高帧频数据的传输。同时，在数字域进行的数据传输极大的提升了电路的抗干扰能力，非常有利于在复杂电磁环境下的系统集成。新兴的数字像元技术采用数字积分技术体制，不但实现了像元内信号的数字化，并且提升了读出电路的电荷处理能力这一重要技术指标，大幅提升了长波红外探测器的灵敏度及动态范围，为下一步图像信号的焦面处理技术打下重要的基础。

在红外焦平面探测器中，读出电路担负着将红外焦平面探测器的微弱输出信号检出并处理后按顺序输出到后续电路的任务。由于读出电路处于信号处理链的最前端，因而其性能决定了整机性能。读出电路的性能对提高探测器整体性能起到至关重要的作用。数字红外焦平面探测器的核心是数字读出电路，下面就数字读出电路设计展开分析。

根据ADC集成到读出电路的方式不同，数字读出电路也有以下3种架构：片级、列级以及像素级ADC数字读出电路架构。图5为列级ADC数字读出电路的框图。在列级ADC数字读出电路中，光电流的抽取、积分以及行多路选择仍然在模拟域内完成，每一列像元采用一个高精度、低功耗ADC进行光电信号的量化，列多路选择及数据输出在数字域进行。

图  5  列级ADC数字读出集成电路结构框图

Figure 5.  Diagram of the column-level ADC digital readout integrated circuit

对于M×N阵列的焦平面探测器，采用列级ADC结构的读出电路需要M个ADC对输出的信号进行数字化，对ADC分辨率的要求是由探测器输出信号的动态范围决定，ADC的版图尺寸对应探测器阵列的一倍或两倍的像元间距。对ADC的分辨率、功耗以及版图尺寸都提出了较高的要求，通常采用的ADC架构有单斜率ADC、循环型ADC、逐次逼近ADC以及过采样ADC等。由于列级ADC数字读出电路的光电流积分等关键处理过程仍然在模拟域进行，读出电路的一些关键技术指标并没有实质性的提升。如读出电路的电荷处理能力和动态范围等并没有得到有效提升。

读出单元电路的功能是提供探测器合适的偏置电压，并抽取探测器光电流进行积分，转换成电压信号后传输至下一级电路进行处理。通常采用直接注入、电容积分架构的读出单元电路，如图6所示。列级ADC数字读出电路的读出单元电路与模拟读出电路完全一样，信号在传输到ADC之前都是模拟信号，因此列级ADC数字读出电路与像元电路相关的性能，如电荷存储容量等与模拟读出电路是一致的。

图  6  读出单元电路原理图

Figure 6.  Schematic diagram of the readout unit cell circuit

ADC对于红外焦平面探测器的性能有重要影响。对于列级ADC数字读出电路来说，每一列像元共用一个ADC。ADC的转换速度由红外焦平面探测器的面阵规模以及探测器帧频决定。例如对于面阵规格为1 280×1 024的红外焦平面探测器，需要1 280个列级ADC并行工作以转换光电信号。如果要求帧频高于100 Hz，则要求ADC的转换速度达到102.4 ksps以上。

列级ADC数字读出电路中ADC架构的选择主要由3个因素决定：ADC的分辨率、版图尺寸以及功耗。由于红外辐射的动态较高，通常需要14 bit以上的ADC分辨率，此精度要求已经超过元器件的匹配精度，除开过采样ADC外，一般需要进行ADC校准，增加了电路及功耗的开销。列级ADC数字读出电路可选择的ADC架构不多，以积分型ADC及过采样型ADC为主。如果采用单斜率ADC及逐次逼近型ADC，可能需要考虑校准电路以达到14 bit的线性度要求。

对于ADC的版图尺寸来说，由于每一列像元共用一个ADC，所以ADC的版图宽度与像元间距相当，如果采用ADC上下排布设计，可以将ADC版图宽度放宽至两倍的像元间距。随着小像元间距红外焦平面探测器的发展，对ADC版图宽度的限制成为瓶颈，例如10 μm间距的探测器读出电路，其ADC的版图宽度为20 μm，考虑到ADC的精度为14 bit以上，给ADC的版图设计带来较大的挑战。

最后，由于ADC处于焦面上，由制冷机制冷到80 K左右的温度，读出电路是制冷机的负载，必须在设计上尽量降低单个ADC的功耗，才能将焦平面红外探测器的功耗降低。

适合列级ADC读出电路的ADC架构有单斜率（Single-slope）ADC、逐次逼近（SAR）ADC、循环型（Cyclic）ADC以及Delta-Sigma ADC等。单斜率ADC具有适中的精度，电路简单，但变换步数较多，变换速度慢。逐次逼近ADC具有适中的精度，变换步数很少，但对器件的匹配性能要求较高，版图尺寸不易做小。循环型ADC具有适中的精度，变换步数少，但需要精度较高的放大器，功耗较高。过采样Delta-Sigma ADC精度较高，对器件匹配性要求低，但变换速度慢，过采样特征导致对输入信号的驱动要求较高。图7总结了用于图像传感器的各种ADC架构的噪声及速度指标分布图^[9]。

图  7  图像传感器用ADC架构的噪声及速度指标分布图

Figure 7.  Noise and velocity index distribution diagram of ADC architecture for image sensor

数字红外焦平面探测器的信号传输为数字传输，为降低红外焦平面探测器管脚数，数字焦平面探测器通常采用高速串行数字接口，以数百Mbps的速率传输数字信号到成像处理电路。

读出电路的主要功能是多路转换，由并行-串行数据转换电路实现，完成ADC输出数据的多路选择和传输^[10]。如图8所示，整个ADC阵列输出的并行数据被分为N组，分别传输到对应的并行/串行数据转换电路中转换成N路串行信号输出。

图  8  并-串转换及数据传输电路框图

Figure 8.  Diagram of parallel to serial conversion and data transmission circuit

物理层采用低压差分信号（LVDS）进行数据输出。LVDS技术能实现以数Gbps的速率传输串行数据，而且具有低功耗和低误码率的特点。

目前列级ADC数字读出电路面临的问题是红外焦平面探测器面阵规模的提升及像元尺寸的缩小对读出电路各个模块电路的设计带来新的挑战。

探测器面阵的提升对ADC的转换速度、数据传输电路的传输速率都提出了新的要求。设计的折中是采用每列两个ADC的架构，降低对ADC转换速度的要求。数据传输电路也可以采用增加输出通道数的方案来降低对传输速率的要求。

伴随着探测器的面阵规模提升，像元间距也在不断缩小，像元面积内可用于积分电容设计的面积减小，导致读出单元电路的电荷存储能力不能满足要求。解决方案是采用高密度MIM电容、多层MIM电容与MOS电容并联的方案，提高单位面积的电容量，增大读出单元电路的电荷存储能力。

另外，在保证探测器帧频的情况下，像元数量的增加导致像元读出时间缩短。另一方面，探测器的面阵规模提升必然引起读出电路行总线及列总线加长，同时行列总线的负载数量增加，导致行列总线的负载电容增加，总线带宽降低，信号建立时间加长。这两方面的因素相加，导致大面阵探测器读出电路的行列总线的驱动能力要求大为提高，其结果是像元内信号缓冲电路以及行总线信号驱动电路的功耗大幅提升，必须在设计时仔细优化。

ADC是数字读出电路中最为关键的模块电路，高速、高精度、低功耗、小面积ADC是列级ADC读出电路持续的技术发展需求。近年来，两步式ADC以其速度、功耗以及版图面积的良好折中成为列级ADC架构的最佳选择。两步式ADC的基本技术原理是采用粗变换及精变换结合，大幅提高变换效率。具体实施方式是先采用粗变换实现m bit的粗量化，再将变换后的残余值完成n bit的精量化，最后实现（m+n）bit的量化。两步式ADC极大的降低了高精度ADC对变换步数的要求，可以采用精度较高的积分型以及过采样型ADC完成两步变换，既保持了积分型以及过采样型ADC不需要校准的特点，又提升了变换速度，是目前列级ADC数字读出电路中应用的主流ADC架构。

串行高速数字接口技术已经成为大面阵数字红外焦平面探测器的主流技术。在协议层面，采用MIPI D-PHY标准可以将一个通道的传输速率提升到1 Gbps以上。采用电流模式逻辑电路（CML），可以进一步将一个通道的传输速率提升到2 Gbps以上，同时保持较低的功耗。美国洛马公司的高性能数字读出电路系列产品采用仅仅4个通道的CML串行高速数字接口，将2 048×2 048中波红外焦平面探测器的帧频提升到130 fps以上。

借助片上数字信号处理的优势，新一代的数字读出电路集成了片上数字视频处理电路，可以实现参考扣减、列失调扣减等处理，以降低列固定图案噪声。也可以实现列ADC的校准以及多帧信号平均等信号处理，提升信号质量。

在图像传感器像元内进行模拟-数字转换，像元直接输出数字信号一直以来都是图像传感器发展的方向。对于单片式图像传感器来说，由于像元尺寸的限制，在像元内数字化一直难以实现，一直到近年来随着3D堆叠技术的发展，才有可能在可见光图像传感器上实现产品化的数字像元CMOS图像传感器。而在红外焦平面探测器领域，因为探测器阵列与读出电路是在不同的衬底上制备并通过铟柱互连的，读出电路可以占用全部的像元面积，因而数字像元技术的发展具有天然的优势。数字像元读出电路最早由美国MIT林肯实验室于2006年提出，并得到了迅速的发展^[11]。数字像元可以在像元内完成光电信号的提取、量化及积分，像元直接输出数字信号，其框图如图9所示。

图  9  数字像元红外焦平面读出电路框图

Figure 9.  Block diagram of the digital pixel infrared focal plane readout circuit

数字像元读出电路实现了光电信号处理的全数字化，极大地提升了读出电路的性能。数字像元读出电路中光电信号的行、列多路选择及传输全都在数字域进行，不存在信号衰减及失真，极大的提高了信号传输质量，同时杜绝了信号之间的串扰。同时，数字信号的传输速率较高，有利于提升大面阵探测器的帧频。

目前数字像元采用的最基本架构是脉冲频率调制（PFM）数字像元^[12]，如图10所示。由直接注入电路、光电流积分电路、比较器、复位电路构成一个电流控制张弛振荡器，由门控计数器构成像元ADC。其工作原理为：当积分周期开始后，读出单元电路将探测器输出的光电流注入到积分电容C_int进行积分，当积分电压V_int低于比较器的参考电压V_REF时，比较器翻转，输出一个低电平，复位晶体管M_R开启，将V_int节点电压复位到复位电压V_R，比较器输出高电平，复位晶体管M_R关闭，同时比较器的输出脉冲给计数器计数，重复以上过程直到积分周期结束，最终计数器的计数值就是像元的输出信号。

图  10  PFM数字像元结构图

Figure 10.  Structure diagram of PFM digital pixel

PFM数字像元关键节点积分电压以及输出脉冲电压的波形如图11所示。由PFM数字像元的工作原理可知，比较器输出的窄脉冲的频率正比于输入光电流值，实现了脉冲频率调制，而窄脉冲脉宽正比于比较器的延时。

图  11  PFM数字像元波形图

Figure 11.  Waveforms diagram of PFM digital pixel

在整个积分周期T_int内，计数器的输出M为：

式中：i_p为输入光电流值；V_R为复位电压；V_REF为比较器的翻转电压；C_int为积分节点的总电容。由上式可知，在一定的积分时间下，计数器输出的计数值M正比于输入光电流值，完成了数字像元光电流到数字值的变换。

PFM数字像元的主要缺点是在高注入光电流条件下表现出非线性。因为在比较器翻转时输出低电平脉冲，此时复位晶体管打开，注入的光电流被短路到V_R，不参与积分过程，会引入光电流变换的误差。在该过程中损失的电荷量与光电流大小以及窄脉冲的脉宽成正比，而窄脉冲的脉宽由比较器回路的延时决定。在高注入条件下，光电流较大，PFM输出的脉冲频率也较高，比较器回路的延时引入的误差也较大，导致数字像元输入输出特性的非线性。假设每次复位引入的电荷损失量为ΔQ，则有：

从上式可以看出，数字像元的输出值M与光电流的关系不再为线性关系。要降低PFM数字像元架构的非线性，唯一的手段是降低比较器回路的延时，但代价是PFM数字像元电路功耗的增加。考虑到数字像元是面阵应用的特点，整个读出电路功耗的增加会较为可观。

为解决PFM数字像元的误差问题，发展了电荷扣减型数字像元，电路框图如图12所示。与PFM数字像元电路不同的是，在比较器每次翻转时，脉冲产生电路送出一个窄脉冲，控制电荷扣减电路从积分电容中扣减一定量的电荷Q₀，在电荷扣减的过程中，不中断光电流积分过程，并且扣减的电荷量由电路的元器件参数决定，与窄脉冲的宽度无关^[13]。采用电荷扣减型数字像元电路完美解决了PFM数字像元电路的变换误差问题，提高了读出电路的读出精度。

图  12  电荷扣减数字像元结构图

Figure 12.  Structure diagram of charge subtraction digital pixel

对于电荷扣减型数字像元电路，假设电荷扣除电路每次扣除的电荷量为Q₀,在整个积分周期T_int内，计数器的输出M为：

也即像元的输出值M正比于光电流在积分周期内的积分值，Q₀为数字像元的最小可分辨电荷量。M的最大值，也即计数器的位数决定了数字像元的最大可处理电荷。而在传统的模拟积分电路中，积分电容值与电压摆幅决定了最大可处理电荷量，而最小可分辨电荷量由ADC的量化精度决定。

PFM数字像元以及电荷扣减型数字像元电路其本质都为一个计数型ADC，该ADC的量化单位由电荷扣减量决定，采用计数器实现多次计数积分，同时完成模拟信号的量化。该过程的实质是一个数字积分过程。

通过采用数字积分技术，数字像元一次完成了光电流积分及量化功能，极大的简化了数字像元的电路设计。在数字像元电路中，电荷扣减量决定了ADC的量化分辨率（LSB），计数器位数决定了系统的动态范围（MSB）。借助于CMOS工艺的飞速发展，在有限的像元面积内可以实现16位以上的计数器，极大的提升了读出电路的电荷处理能力，扩展了数字像元读出电路的动态范围。

采用数字像元技术后，像元直接输出数字信号，后续的多路选择及传输变得十分方便。采用CMOS开关可以在控制脉冲的驱动下实现数字多路选择以及并行转串行功能。数字像元技术实现了像元内信号的量化，使得后续的信号读出及处理都在数字域完成，极大的简化了电路。

由上节的分析可知，PFM型数字像元电路的电荷分辨率为（V_R−V_REF）C_int，而电荷扣减型数字像元电路的电荷分辨率，也即每次扣减的电荷量也可表达为类似的表达式。由于电路实现的物理限制，电路节点的分布电容就达到数个fF的电容值，可以实现的电荷分辨率为数千个电子的量级。对于长波探测器来说，这个电荷分辨率勉强够用，对于中波及短波探测器来说，电荷分辨率远达不到要求。

另外，分布电容的不可控性带来像元间变换增益的离散性，积分节点为比较器输入MOS晶体管的栅极，其电容是与节点电压强相关的，非线性的分布电容会引入数字像元变换非线性。另一个问题是随着电荷分辨率的降低，数字像元的输出脉冲频率会进一步提升，导致像元功耗增加。

由于以上的限制，目前的数字像元大都应用于长波探测器，电荷分辨率约为10 000个电子以上，只有在积分时间较长的情况下才能达到较高的温度灵敏度，限制了数字像元读出电路的应用。

数字像元电路采用数字积分技术极大的提高了读出电路的电荷处理能力，但存在的最大弊端是电荷分辨率不高。对于中波、短波以及高灵敏度长波红外探测应用来说数字像元的最小电荷分辨率仍然太粗。高灵敏度长波红外探测应用需要分辨的电荷量为数千~一万个电子，中波红外探测需要分辨的电荷量为数百~一千个电子，短波红外探测需要分辨的电荷量为数十~一百个电子。而目前数字像元电路可实现的电荷分辨率大于10 000个电子，不能满足大部分要求。

为解决数字像元电荷分辨率不足的问题，可以采用两步变换的方式，在电荷域进行粗变换，在电压域进行精变换来实现数字像元电荷分辨率的提升^[13-14]。

两步式数字像元的原理很简单，在电荷扣减数字像元的基础上，将第一步变换后的积分电容上的残余电压进行第二步变换，以提高电荷分辨率。假设第二步ADC的分辨率为K bit，根据两步式数字像元的原理，两步式数字像元的电荷分辨率为：

因此，合理设计第一步变换的电荷扣减量Q₀以及第二步变换的分辨率K，可以得到很小的数字像元电荷分辨率。

假设数字像元第一步变换的输出值为M，第二步ADC的输出值为N，则有：

式中：α为用Q_res来表达的第一步变换中每次扣减的电荷量。在实际应用中可以通过标定来计算得到每个像元的α值。

在电路实现上，可以在像元内完成第二步变换，也可以在列总线传输到像元外进行第二步变换。如图13所示为在列总线上进行第二步变换，当积分时间结束后，关断注入晶体管M_I，第一步变换后的残余电压存储在积分电容中，此时通过开关SW把比较器接成电压跟随器，将残余电压传输到列总线上，在像元外完成第二次变换。

图  13  两步式数字像元结构图

Figure 13.  Structure diagram of two-step digital pixel

数字像元读出电路的另一个技术发展趋势是焦面上图像处理技术。因为在像元内就实现了光电信号的数字化，因此，数字像元具有较好的可重构性。例如通过计数器可以实现信号的累加及减法运算，这样就可实现像元内的数字信号处理，如累加、平均、背景扣除以及帧间差读出等处理；通过计数器重构为移位寄存器可以实现信号在像元间的移位传输，可以实现图像的电子稳像、时间延迟积分以及空间滤波等片上图像处理功能^[15]。

虽然数字像元读出电路具有较大的技术优势，但需要在有限的像元面积内集成较多的元器件。虽然CMOS工艺技术的发展为高密度版图集成打下了基础，但高精度模拟电路匹配及噪声相关要求还是需要较大的版图面积实现。所以数字像元读出电路目前及未来一段时间之内还是只能在相对较大的像元间距内实现。大面阵、小像元红外焦平面探测器应用还将以列级ADC数字读出电路为主。3 D堆叠技术将为数字像元在小像元读出电路应用提供可行的技术路线，但由于成本及低温工作等因素，其在红外焦平面探测器领域普遍应用尚需时日。

文中介绍了数字焦平面探测器的发展现状，从信号的角度分析了模拟红外焦平面探测器与数字红外焦平面探测器的区别与技术特点。通过列级ADC数字读出电路以及数字像元读出电路各电路模块的详细介绍及分析，分析了各自的技术优势，并给出了未来的发展预期。数字红外焦平面探测器是红外热成像系统的技术发展趋势，将提供更高的探测灵敏度、更高的帧频以及更好的信号质量，同时应用将更为便捷。列级ADC数字读出电路将普遍应用于大面阵、小像元红外焦平面探测器，而数字像元读出电路将普遍应用于长波红外焦平面探测器。