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如图1所示,读出电路由外围时序控制及驱动电路、压控延迟偏压电路、片上电源管理和像元阵列四部分组成。其中像元电路主要包含前置放大器和TDC及红色的In柱焊盘。低压差线性稳压源(LDO)作为电源管理的重要单元,它可以对每个电路单独供电,还可以放置在被供电的电路模块附近。全片上LDO消除了片外LDO焊盘连接线寄生电感的电压反射对系统的影响并节省相关引脚。电源管理模块给各像元中的前置放大器配置了高精度、低噪声和高电源抑制比的具有使能功能的LDO模块。
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目标反射回来的激光回波通过APD转换为电流信号(IN);前置放大器将电流IN放大并转换为一定幅度的电压信号,然后经过比较整形,使其输出电压STOP达到数字脉冲程度;TDC作用是对STOP进行时刻鉴别,确定激光回波的到达时刻,将虚拟的时间模拟量转换为可以识别的数字编码进行输出。电路工作时序如图2所示。
芯片外需给出三个周期信号:RESET用来定义停止工作,也表示做好测量准备。START上升沿表示“开始测量”。它须与CLK保持同步,以保证计数精度。下降沿表示“开始读出”。START给出一个上升沿,所有像元的电路开始计数,至各自像元的STOP出现为止。然后START给出一个下降沿,以DATACLK的速率读出数据。每个像元由14位数据组成,反映目标回波的距离信息。其中,前三位小数位,后11位为整数位。
CLK为芯片外部输入的低频时钟,通过片上PLL倍频至125 MHz,做为TDC的计时主时钟G1。电路没有采用传统的通过PLL得到的多相位时钟的方式,因为这会给像素阵列时钟信号版图布局带来困难且较大的高频串扰。电路的所有像元输入时钟均通过G1给出,在每八个像元内部通过高精度的压控延迟单元产生多相位时钟信号G2、G3和G4,然后统一分配到各像元。为了降低芯片功耗,对给像元前置放大器供电的多路LDO配置了使能控制,保证LDO仅在探测阶段工作,以实现电路的低功耗。
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压控延迟TDC主要通过调节偏压来实现延迟单元(delay)延迟时间的调整。传统的外部手动调整延迟偏压的方法容易受到电源和温度变化的影响。高精度TDC需要采用多相位时钟插值的手段,如果delay的延迟时间出现偏差,会导致插值不均匀,即插值占空比不一致,导致TDC精度偏差较大。
图3为压控延迟偏压电路。延迟链中经过n级delay的输出时钟信号与延迟线输入端的时钟信号CLK1进行比较,如果两者相差超出容限范围,电路将通过改变delay的控制电压来调整其延迟时间,由于这种延迟锁定环路结构中存在压控反馈环路,只要CLK1稳定,则DLL的输出偏压VBIAS稳定,VBIAS给像元阵列内部的delay单元提供偏压。
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InGaAs基APD光敏芯片阵列为共阴结构,APD阴极统一在片外加正偏压,各APD像元的阳极通过In柱接入电路各像元内部,电流信号流进电路,使输入端电压升高,像元前置放大器如图4所示。
电路的电流输入放大级由R1、R2、M1和M2组成。它把APD输出的电流转变成电压信号。其中,M1和R2构成的负反馈提高了M2源级电压的稳定性,降低了暗电流对放大器直流工作点的影响;同时也降低了M2源级的阻抗,进而把M2源级的极点推向高频,减小APD二极管寄生电容对放大器带宽的影响。M3、R3和M6构成自偏置电流源负载,提高输入放大级的输出阻抗,进而提高小信号电压增益。从M2的漏端到地的输出阻抗为:
$$ {R_{{\rm{out}}}} \approx \dfrac{{1 + s \times [{C_{GS6}} + {C_{GD6}} + {C_{GS3}}]{R_3}}}{{{g_{{{m3}}}} + s \times [{C_{GS6}} + {C_{GD6}} + {C_{GS3}}]}} $$ (1) 式中:gm3和CGS3分别是M3的跨导和栅源电容;CGS6和CGD6分别是M6的栅源和栅漏电容。由公式(1)可知,低频下的Rout为1/gm3,高频下的Rout为R3。当R3>1/gm3时,高频增益大于低频增益。M4、M5、R4和M9构成第一级自偏置电压放大器,放大电流输入放大级输出的电压信号;同理,M7、M8、R5和M12构成第二级自偏置放大器,进一步放大高频电压信号。M7漏级的电压通过M10和M11,M14和M13构成的反相器整形,使输出电压STOP达到数字脉冲程度,以便后续的数字电路处理。为了得到最小像素单元面积兼顾功耗的要求,输入放大级的电源为VCC经M0,R0,R15构成的低通滤波得到。
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TDC的设计要兼顾像元面积和功耗,电路中像元级TDC采用二段式结构,如图5所示。
高段采用LFSR结构。对于一个由11位D触发器组成的LFSR,当计数主时钟G1周期为8 ns时,其量程约为16.376 μs。对于低段TDC,选用与压控延迟偏压电路中相同的延迟单元(delay)对G1依次延迟45度,得到时钟G2、G3和G4。通过对上述四相时钟进行适当的逻辑组合,最终得到1 ns的TDC计时精度。
当控制信号为高,START为1时,进入探测计时状态,D触发器1~11开始计数,直到输入电压信号VIN的到来,前置放大器输出电压STOP由0升高为1,各D触发器1~11停止计数,锁存电路分别锁存时钟信号G1、G2、G3和G4的相位状态,并经组合逻辑后存储至三个RS触发器12~14中,此过程实现了时间信息的计量和存储;当控制信号为低时,进入数据读出阶段,各触发器1~14做移位寄存器使用,像元回波信号的时间信息在14个CLKREAD时钟上升沿依次读出。当无光照或电路达不到检测灵敏度时,STOP恒0,此时TDC测量的值为START的宽度;如果STOP由0置1出现在START为0期间,此结果不应计入。
ROIC of ladar based on large array InGaAs linear APD
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摘要: 基于大面阵InGaAs基线性背照工作模式APD光敏芯片,采用SMIC 0.35 μm 3.3 V CMOS工艺实现了一款单片集成面阵激光雷达读出电路。电路芯片与APD光敏芯片的每个像元通过In柱互连,实现电流脉冲的有效传输与接收。仿真和测试表明,基于可调节共源共栅输入级和自偏置共源放大级的像元级前置放大器实现了等效5 μA@2.5 ns脉宽的电流检测灵敏度;在片上125 MHz主时钟下,基于计数型和压控延迟型的二段式像元级TDC,通过多相位时钟插值技术实现了1 ns的高精度时间分辨率;采用分时供电的工作模式,32×32面阵读出电路芯片功耗节省了65%。Abstract: A large array ROIC was designed by SMIC 0.35 μm 3.3 V CMOS technology for large array InGaAs linear APD which worked on back-illuminated mode. Each pixel of the ROIC and APD was interconnected by indium bump, realizing the effective transmission and reception of current pulse. Simulation and test shows that the equivalent current sensitivity of the pixel preamplifier is 5 μA@2.5 ns pulse width by using cascade input stage and self-biased common source amplifier stage. Based on counting TDC and voltage-controlled delay TDC union structure and at 125 MHz master clock on chip, the accuracy of the pixel TDC which uses multiple clock phase interpolating is 1 ns. The power consumption of 32×32 ROIC is reduced by 65% by using time sharing power supply technology.
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Key words:
- ROIC /
- preamplifier /
- time digital convertor /
- ladar /
- APD
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