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传统的模拟红外焦平面探测器框图如图2所示,模拟读出电路由像元电路、列多路传输电路、输出放大器电路及相应的行选电路等组成。探测器单元输出的光电流在读出电路相应像元电路的积分电容中积分,产生像元的电压输出信号。各个像元的输出信号经行驱动电路选择传输到模拟多路选择电路,再经列多路选择电路依次传输到输出缓冲器,再经输出缓冲器传送到探测器片外。
由于模拟信号传输的带宽限制,通常模拟焦平面探测器需要采用多路模拟输出。通常采用的模拟缓冲器是由单端跨导放大器构成,其输出是一个高输出阻抗的离散时间信号,如图3所示,离散时间信号的重复周期是一个像素的读出时间,箭头所指处为ADC的最佳采样时刻。
高输出阻抗的离散时间信号特点是驱动能力较弱,所以模拟焦平面探测器的输出端不能带低电阻负载,在成像处理时通常是采用运算放大器做一级缓冲,以保证大于1 MΩ的负载电阻,再通过电平调整以匹配ADC的输入范围,再变换为差分低阻信号驱动ADC。
探测器输出封装、引线结构以及成像处理电路输入缓冲运算放大器的输入电容一起构成了探测器输出的负载电容CL,如图4所示。探测器输出的负载电容限制了输出缓冲器的带宽,决定了信号的建立时间。设读出电路输出缓冲器的跨导为Gm,则输出缓冲器的带宽为:
$$ {B}{W}=\frac{{{G}}_{\mathrm{m}}}{2\mathrm{\pi }\cdot {{C}}_{\mathrm{L}}} $$ (1) 图 4 模拟红外焦平面探测器输出缓冲器接口简图
Figure 4. Schematic diagram of the output buffer and interface of the analog infrared focal plane detector
探测器输出的信号建立时间由输出缓冲器的带宽决定,由上式可知,探测器输出信号的建立时间由探测器的总负载电容决定。读出电路设计时,设定的负载电容CL的值约为10 pF。在实际应用中,探测器的输出端总负载电容应该控制在10~15 pF之间,过大的负载电容会降低输出缓冲器的带宽,输出信号的建立时间会延长,导致在有限的像素读出时间之内输出信号建立不足,影响信号精度。但是,过小的负载电容会使得探测器输出缓冲器的带宽过高,使主极点频率与第二极点频率靠近,造成输出缓冲器信号过冲震荡,同样也会影响信号精度。因此在成像处理电路设计时必须调整负载电容的值,保证探测器输出信号建立精度。
对于模拟红外焦平面探测器来说,成像电路通常采用14 bit以上精度的ADC进行量化,因此,模拟信号的处理精度也必须达到14 bit以上,对探测器输出信号建立精度提出了很高的要求。对于大面阵或者高帧频探测器来说,由于探测器像素读出时间缩短了,输出信号建立时间要求更短,使得上述矛盾更加突出。在成像电路设计时,必须仔细设计缓冲器、电平调整放大器以及差分驱动电路的带宽,保证信号建立精度。同时要将探测器输出范围调整到ADC的输入范围,保证不损失信号的动态范围。另外,ADC的采样时机也必须仔细调整。此3点是成像处理电路模拟信号调理的基本要求,再加上信号处理信噪比的要求,对模拟红外焦平面探测器信号调理电路提出了较高的技术要求。
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文中从信号处理精度的角度分析了模拟读出电路对信号调理电路以及ADC的要求。如果能将要求较高的探测器信号预处理电路及ADC集成到红外焦平面探测器内部,构成数字红外焦平面探测器,直接输出数字信号,除开能够省去成像预处理电路及ADC外,还能免除复杂、敏感的模拟电路设计及调整过程,提升生产效率,提高产品的一致性及稳定性。
与传统的模拟红外焦平面探测器相比较,数字红外焦平面探测器具有技术上的优势。首先,读出电路内部集成了ADC,数据传输在数字域进行,可以简化与成像处理电路的接口,提高集成度,降低了系统成本。另外,高速数据传输电路的应用提升了数据传输的带宽,有利于大面阵探测器高帧频数据的传输。同时,在数字域进行的数据传输极大的提升了电路的抗干扰能力,非常有利于在复杂电磁环境下的系统集成。新兴的数字像元技术采用数字积分技术体制,不但实现了像元内信号的数字化,并且提升了读出电路的电荷处理能力这一重要技术指标,大幅提升了长波红外探测器的灵敏度及动态范围,为下一步图像信号的焦面处理技术打下重要的基础。
在红外焦平面探测器中,读出电路担负着将红外焦平面探测器的微弱输出信号检出并处理后按顺序输出到后续电路的任务。由于读出电路处于信号处理链的最前端,因而其性能决定了整机性能。读出电路的性能对提高探测器整体性能起到至关重要的作用。数字红外焦平面探测器的核心是数字读出电路,下面就数字读出电路设计展开分析。
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在图像传感器像元内进行模拟-数字转换,像元直接输出数字信号一直以来都是图像传感器发展的方向。对于单片式图像传感器来说,由于像元尺寸的限制,在像元内数字化一直难以实现,一直到近年来随着3D堆叠技术的发展,才有可能在可见光图像传感器上实现产品化的数字像元CMOS图像传感器。而在红外焦平面探测器领域,因为探测器阵列与读出电路是在不同的衬底上制备并通过铟柱互连的,读出电路可以占用全部的像元面积,因而数字像元技术的发展具有天然的优势。数字像元读出电路最早由美国MIT林肯实验室于2006年提出,并得到了迅速的发展[11]。数字像元可以在像元内完成光电信号的提取、量化及积分,像元直接输出数字信号,其框图如图9所示。
图 9 数字像元红外焦平面读出电路框图
Figure 9. Block diagram of the digital pixel infrared focal plane readout circuit
数字像元读出电路实现了光电信号处理的全数字化,极大地提升了读出电路的性能。数字像元读出电路中光电信号的行、列多路选择及传输全都在数字域进行,不存在信号衰减及失真,极大的提高了信号传输质量,同时杜绝了信号之间的串扰。同时,数字信号的传输速率较高,有利于提升大面阵探测器的帧频。
目前数字像元采用的最基本架构是脉冲频率调制(PFM)数字像元[12],如图10所示。由直接注入电路、光电流积分电路、比较器、复位电路构成一个电流控制张弛振荡器,由门控计数器构成像元ADC。其工作原理为:当积分周期开始后,读出单元电路将探测器输出的光电流注入到积分电容Cint进行积分,当积分电压Vint低于比较器的参考电压VREF时,比较器翻转,输出一个低电平,复位晶体管MR开启,将Vint节点电压复位到复位电压VR,比较器输出高电平,复位晶体管MR关闭,同时比较器的输出脉冲给计数器计数,重复以上过程直到积分周期结束,最终计数器的计数值就是像元的输出信号。
PFM数字像元关键节点积分电压以及输出脉冲电压的波形如图11所示。由PFM数字像元的工作原理可知,比较器输出的窄脉冲的频率正比于输入光电流值,实现了脉冲频率调制,而窄脉冲脉宽正比于比较器的延时。
在整个积分周期Tint内,计数器的输出M为:
$$ {M}=\dfrac{{\displaystyle\int }_{0}^{{T}\mathrm{_{int}}}{{i}}_{\mathrm{p}}\left({t}\right)\mathrm{d}{t}}{{({V}}_{\mathrm{R}}-{{V}}_{\mathrm{R}\mathrm{E}\mathrm{F}}){{C}}_{\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{t}}} $$ (2) 式中:ip为输入光电流值;VR为复位电压;VREF为比较器的翻转电压;Cint为积分节点的总电容。由上式可知,在一定的积分时间下,计数器输出的计数值M正比于输入光电流值,完成了数字像元光电流到数字值的变换。
PFM数字像元的主要缺点是在高注入光电流条件下表现出非线性。因为在比较器翻转时输出低电平脉冲,此时复位晶体管打开,注入的光电流被短路到VR,不参与积分过程,会引入光电流变换的误差。在该过程中损失的电荷量与光电流大小以及窄脉冲的脉宽成正比,而窄脉冲的脉宽由比较器回路的延时决定。在高注入条件下,光电流较大,PFM输出的脉冲频率也较高,比较器回路的延时引入的误差也较大,导致数字像元输入输出特性的非线性。假设每次复位引入的电荷损失量为ΔQ,则有:
$$ {M}=\dfrac{{\displaystyle\int }_{0}^{{T}\mathrm{_{int}}}{{i}}_{\mathrm{p}}\left({t}\right)\mathrm{d}{t}}{{({V}}_{\mathrm{R}}-{{V}}_{\mathrm{R}\mathrm{E}\mathrm{F}}){{C}}_{\mathrm{i}\mathrm{n}\mathrm{t}}-\mathrm{\Delta }{Q}} $$ (3) 从上式可以看出,数字像元的输出值M与光电流的关系不再为线性关系。要降低PFM数字像元架构的非线性,唯一的手段是降低比较器回路的延时,但代价是PFM数字像元电路功耗的增加。考虑到数字像元是面阵应用的特点,整个读出电路功耗的增加会较为可观。
为解决PFM数字像元的误差问题,发展了电荷扣减型数字像元,电路框图如图12所示。与PFM数字像元电路不同的是,在比较器每次翻转时,脉冲产生电路送出一个窄脉冲,控制电荷扣减电路从积分电容中扣减一定量的电荷Q0,在电荷扣减的过程中,不中断光电流积分过程,并且扣减的电荷量由电路的元器件参数决定,与窄脉冲的宽度无关[13]。采用电荷扣减型数字像元电路完美解决了PFM数字像元电路的变换误差问题,提高了读出电路的读出精度。
对于电荷扣减型数字像元电路,假设电荷扣除电路每次扣除的电荷量为Q0,在整个积分周期Tint内,计数器的输出M为:
$$ {M}=\frac{{\displaystyle\int }_{0}^{{T}\mathrm{_{int}}}{{i}}_{\mathrm{p}}\left({t}\right)\mathrm{d}{t}}{{{Q}}_{0}} $$ (4) 也即像元的输出值M正比于光电流在积分周期内的积分值,Q0为数字像元的最小可分辨电荷量。M的最大值,也即计数器的位数决定了数字像元的最大可处理电荷。而在传统的模拟积分电路中,积分电容值与电压摆幅决定了最大可处理电荷量,而最小可分辨电荷量由ADC的量化精度决定。
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PFM数字像元以及电荷扣减型数字像元电路其本质都为一个计数型ADC,该ADC的量化单位由电荷扣减量决定,采用计数器实现多次计数积分,同时完成模拟信号的量化。该过程的实质是一个数字积分过程。
通过采用数字积分技术,数字像元一次完成了光电流积分及量化功能,极大的简化了数字像元的电路设计。在数字像元电路中,电荷扣减量决定了ADC的量化分辨率(LSB),计数器位数决定了系统的动态范围(MSB)。借助于CMOS工艺的飞速发展,在有限的像元面积内可以实现16位以上的计数器,极大的提升了读出电路的电荷处理能力,扩展了数字像元读出电路的动态范围。
采用数字像元技术后,像元直接输出数字信号,后续的多路选择及传输变得十分方便。采用CMOS开关可以在控制脉冲的驱动下实现数字多路选择以及并行转串行功能。数字像元技术实现了像元内信号的量化,使得后续的信号读出及处理都在数字域完成,极大的简化了电路。
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由上节的分析可知,PFM型数字像元电路的电荷分辨率为(VR−VREF)Cint,而电荷扣减型数字像元电路的电荷分辨率,也即每次扣减的电荷量也可表达为类似的表达式。由于电路实现的物理限制,电路节点的分布电容就达到数个fF的电容值,可以实现的电荷分辨率为数千个电子的量级。对于长波探测器来说,这个电荷分辨率勉强够用,对于中波及短波探测器来说,电荷分辨率远达不到要求。
另外,分布电容的不可控性带来像元间变换增益的离散性,积分节点为比较器输入MOS晶体管的栅极,其电容是与节点电压强相关的,非线性的分布电容会引入数字像元变换非线性。另一个问题是随着电荷分辨率的降低,数字像元的输出脉冲频率会进一步提升,导致像元功耗增加。
由于以上的限制,目前的数字像元大都应用于长波探测器,电荷分辨率约为10 000个电子以上,只有在积分时间较长的情况下才能达到较高的温度灵敏度,限制了数字像元读出电路的应用。
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数字像元电路采用数字积分技术极大的提高了读出电路的电荷处理能力,但存在的最大弊端是电荷分辨率不高。对于中波、短波以及高灵敏度长波红外探测应用来说数字像元的最小电荷分辨率仍然太粗。高灵敏度长波红外探测应用需要分辨的电荷量为数千~一万个电子,中波红外探测需要分辨的电荷量为数百~一千个电子,短波红外探测需要分辨的电荷量为数十~一百个电子。而目前数字像元电路可实现的电荷分辨率大于10 000个电子,不能满足大部分要求。
为解决数字像元电荷分辨率不足的问题,可以采用两步变换的方式,在电荷域进行粗变换,在电压域进行精变换来实现数字像元电荷分辨率的提升[13-14]。
两步式数字像元的原理很简单,在电荷扣减数字像元的基础上,将第一步变换后的积分电容上的残余电压进行第二步变换,以提高电荷分辨率。假设第二步ADC的分辨率为K bit,根据两步式数字像元的原理,两步式数字像元的电荷分辨率为:
$$ {{Q}}_{\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{s}}=\frac{{{Q}}_{0}}{{2}^{{K}}} $$ (5) 因此,合理设计第一步变换的电荷扣减量Q0以及第二步变换的分辨率K,可以得到很小的数字像元电荷分辨率。
假设数字像元第一步变换的输出值为M,第二步ADC的输出值为N,则有:
$$ {\int }_{0}^{{T}\mathrm{_{int}}}{{i}}_{\mathrm{p}}\left({t}\right)\mathrm{d}{t}=({M}\cdot \mathrm{\alpha }+{N}){{Q}}_{\mathrm{r}\mathrm{e}\mathrm{s}} $$ (6) 式中:α为用Qres来表达的第一步变换中每次扣减的电荷量。在实际应用中可以通过标定来计算得到每个像元的α值。
在电路实现上,可以在像元内完成第二步变换,也可以在列总线传输到像元外进行第二步变换。如图13所示为在列总线上进行第二步变换,当积分时间结束后,关断注入晶体管MI,第一步变换后的残余电压存储在积分电容中,此时通过开关SW把比较器接成电压跟随器,将残余电压传输到列总线上,在像元外完成第二次变换。
数字像元读出电路的另一个技术发展趋势是焦面上图像处理技术。因为在像元内就实现了光电信号的数字化,因此,数字像元具有较好的可重构性。例如通过计数器可以实现信号的累加及减法运算,这样就可实现像元内的数字信号处理,如累加、平均、背景扣除以及帧间差读出等处理;通过计数器重构为移位寄存器可以实现信号在像元间的移位传输,可以实现图像的电子稳像、时间延迟积分以及空间滤波等片上图像处理功能[15]。
虽然数字像元读出电路具有较大的技术优势,但需要在有限的像元面积内集成较多的元器件。虽然CMOS工艺技术的发展为高密度版图集成打下了基础,但高精度模拟电路匹配及噪声相关要求还是需要较大的版图面积实现。所以数字像元读出电路目前及未来一段时间之内还是只能在相对较大的像元间距内实现。大面阵、小像元红外焦平面探测器应用还将以列级ADC数字读出电路为主。3 D堆叠技术将为数字像元在小像元读出电路应用提供可行的技术路线,但由于成本及低温工作等因素,其在红外焦平面探测器领域普遍应用尚需时日。
Digital infrared focal plane array detectors (Invited)
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摘要: 相比传统的模拟红外焦平面探测器,数字红外焦平面探测器具有很多技术优势,是红外焦平面探测器技术的重要发展方向。首先,介绍了数字红外焦平面探测器国内外的研发现状,从信号处理以及应用的角度分析了模拟红外焦平面探测器与数字红外焦平面探测器的区别与特点;然后,又详细介绍了列级ADC数字读出集成电路以及数字像元读出集成电路的架构及具体电路模块,分析了数字读出集成电路的各模块电路及与性能的关系,并展望了数字读出集成电路的技术发展趋势。随着红外焦平面探测器向大面阵、小像元及高性能发展,对数字读出集成电路也提出更高的技术要求。通过读出集成电路架构以及模块电路的技术提升,列级ADC数字读出集成电路将普遍应用于大面阵、小像元红外焦平面探测器,而数字像元读出集成电路将普遍应用于长波红外焦平面探测器。
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关键词:
- 数字红外焦平面探测器 /
- 数字读出集成电路 /
- 列级ADC数字读出集成电路 /
- 数字像元读出集成电路
Abstract: Compared with the traditional analog infrared focal plane array (IRFPA), the digital IRFPA has many technical advantages, and is the development direction of the IRFPA technology. The research and development status of the digital IRFPA was introduced. Firstly, the differences and features of analog and digital IRFPA were analyzed. Then, the detailed circuit blocks of column-level ADC and digital pixel digital readout integrated circuit (DROIC) were described, and the links between circuit blocks and performances of DROIC were analyzed. Finally, the technical trends of different DROICs were predicted. The developmednt of IRFPA towards a larger array format, a smaller pitch and better performance, demands higher DROIC performance. With DROIC architecture and module circuit advancement, the column-level ADC DROIC will be widely used in large-format and small-pixel IRFPAs, and the digital pixel ROIC will be widely used in long-wavelength IRFPAs. -
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